Эмиттерных повторителях

Помимо обычных биполярных транзисторов в ИМС широко используются особые структуры, не свойственные электронным устройствам на дискретных элементах. Это прежде всего многоэмиттер-ный транзистор (МЭТ). Особенности МЭТ состоят в размерах коллекторных и эмиттерных переходов, количестве эмиттеров, а также в конфигурации и расположении контактов.

При мощности свыше 2—3 Вт целесообразно применять двухтактные схемы выходных каскадов ( 9.13,6). Здесь делитель, образованный резистором и диодом, служит для приоткрывания эмиттерных переходов обоих транзисторов; дополнительным назначением диода является температурная стабилизация режима работы. В режиме класса В (или АВ) оба плеча таких схем работают поочередно благодаря изменению полярности гармонического сигнала на вторичных полуобмотках входного трансформатора (или на нагрузочных резисторах фазовращателя в предоконечном каскаде). Работа таких каскадов аналогична двухтактным схемам выпрямления. Форма кривых и полярность напряжения на отдельных участках электрической цепи показана на 9.13, б. По сравнению с однотактной работа выходного трансформатора в двухтактной схеме облегчается вследствие взаимной компенсации потоков вынужденного подмагничивания в плечах с устранением всех четных гармоник.

Конструктивно многоэмиттерный транзистор выполняют так, чтобы толщина пассивной базы была намного меньше расстояния лгежду эмиттерами; поэтому большая часть неосновных носителей, инжектируемых в базу, не доходит до соседнего эмиттера, а улавливается коллектором. Однако при отсутствии прямой связи между соседними эмиттерами связь между эмиттерами осуществляется через коллекторный переход ( 4.7). При прямом смещении одного из эмиттерных переходов неосновные носители попадают в коллектор и смещают его в прямом направлении. Открытый коллекторный переход инжектирует неосновные носители в базу под закрытым эмиттером, который коллектирует электроны, инжектированные коллектором. Это приводит к появлению тока во вход-

Часто применяют схему двухтактного усилителя мощности с дополнительной симметрией и двумя источниками питания ( 4.18, а). Здесь оба транзистора V2 (п—р—п) и V3 (р—п—р) включены параллельно относительно источников питающего напряжения и относительно источника входного сигнала и сопротивления нагрузки. С помощью со-лротивлений яб! и #62 и диода VI устанавливается начальная рабочая точка. Так как падение напряжения на р — п-перехода диода VI меньше, чем нужно для смещения двух последовательно включенных база-эмиттерных переходов транзисторов в режим А, схема работает в режиме АВ, позволяющем получить

Главное достоинство изопланарного транзистора по сравнению с эпитаксиально-планарным (см. 3.1) состоит в том, что при одинаковой площади эмиттерных переходов общая площадь изопланарного транзистора (с учетом площади изолирующих областей) меньше почти на порядок. Поэтому на основе изопланарных транзисторов можно создавать БИС и СБИС. Столь значительное снижение площади достигается в результате использования более тонкого эпитаксиального слоя, что приводит к уменьшению площади изолирующих областей. Кроме того, в конструкции изопланарного транзистора исключены пассивные области базы и коллектора, не используемые под контакты, так как все боковые стенки базовой и три боковые стенки эмиттерной области непосредственно граничат с изолирующим диоксидом кремния.

Изопланарный транзистор по сравнению с эпитаксиально-планар-ным имеет лучшие импульсные и частотные параметры. Поскольку при одинаковых площадях эмиттерных переходов сравниваемых транзисторов в изопланарном транзисторе значительно уменьшены площади коллекторного и изолирующего переходов то, следовательно пропорционально снижены и барьерные емкости указанных переходов. Емкости всех переходов дополнительно уменьшаются еще и потому, что боковые стороны эмиттера, базы и коллектора граничат с диоксидом кремния, имеющим меньшую, чем кремний, диэлектрическую проницаемость. Кроме того, уменьшена площадь боковых стенок базы и коллектора из-за снижения периметра этих областей и толщины эпитак-сиального слоя.

Известно, что ток инжекции р-п перехода экспоненциально возрастает при повышении прямого напряжения, причем увеличение напряжения на 2,3 фт, где срт — тепловой потенциал (т. е. на 60 мВ при Т = 300 К), приводит к десятикратному увеличению тока инжекции [3]. Поэтому электроны будут инжектироваться из коллектора преимущественно в пассивную область базы 2, т. е. не будут достигать эмиттерных переходов, что приведет к необходимому уменьшению инверсного коэффициента передачи До 0,005 ...0,05.

Средняя задержка определяется временем перезарядки паразитных емкостей, отсчитываемых относительно общей шины: базы входного транзистора Сб1, базы выходного транзистора Со2 и коллектора этого транзистора Сн (емкость нагрузки). Включение соответствующих конденсаторов показано на 7.7. Емкость С61 складывается из усредненных барьерных емкостей эмиттерных переходов входного транзистора, паразитных емкостей металлического соединения и резистора R1. Емкость Сб2 учитывает барьерные емкости эмиттерного и коллекторного переходов выходного транзистора, паразитную емкость металлического соединения и емкость коллектор-подложка входного транзистора. Емкость Сн состоит из паразитных емкостей коллектор-подложка выходного транзистора, резистора R2, соединительных проводников и входных емкостей элементов-нагрузок. Кроме того, средняя задержка зависит от времени рассасывания избыточного заряда в выходном транзисторе.

VT4 закрывается. Транзистор VT3 открывается эмиттерным током транзистора VT2 и также переходит в режим насыщения. При этом выходное напряжение соответствует напряжению низкого уровня и определяется напряжением насыщения транзистора VT3. Для того чтобы транзистор VT4 не открывался при понижении выходного напряжения, в схему введен транзистор VT5. Напряжение на базе VT4 в рассматриваемом состоянии ЛЭ ?/Б4 = ?/БЭЗ + ?/кэнас2, где ^БЭЗ — напряжение база — эмиттер транзистора VT3 в режиме насыщения; ?/кэнас2—напряжение насыщения транзистора VT2. Если предположить, что в худшем с точки зрения обеспечения запирания транзистора VT4 случае Vвых = U° « 0, то и при этом напряжение 1/Б4 := 0,7+0,1 = 0,8 В (при Т — 25 °С) недостаточно для отпирания двух последовательно включенных эмиттерных переходов транзисторов VT4 и VT5.

новым способом на одном кристалле кремния. Параллельное соединение эмиттерных переходов всех транзисторов, при котором УБЭ! --= Уъэ2 = ... = U БЭЛ' " ^БЭ, гарантирует равенство их коллекторных токов. Ток одного из транзисторов используется в качестве сигнала отрицательной обратной связи. Он вычитается из входного тока /вх, в результате образуется сигнал рассогласования А/, управляющий посредством автоматического регулятора (АР) режимом работы транзисторов. При идеальном АР значение L/БЭ таково, что сигнал рассогласования А/ 0 и, следовательно, 1г — /2 := ... -- IN —-• /вх. Различные схемные реализации отражателей тока отличаются друг от друга главным образом исполнением АР.

На 12.11 приведена упрощенная схема типового ДК с однофазным выходом, выполненная на двух комплементарных парах взаимно согласованных биполярных транзисторов. Транизисторы VTI и VT2 первой пары включены по схеме, по сути не отличающейся от схемы каскада с дифференциальным выходом (см. 12.4, а). Транзисторы VT3, VT4 второй пары образуют простейший отражатель тока, отличающийся от представленного на 12.3, а, б типом проводимости транзисторов и соответственно полярностью источника питания. Поскольку транзисторы VT3 и VT4 имеют взаимно согласованные параметры, а напряжения их эмиттерных переходов равны, то равны и их коллекторные токи, т. е. /кз = /К4. Поскольку транзистор

Составные транзисторы находят применение в усилителях ОЭ. Особенно часто составной (по схеме Дарлингтона) транзистор применяется в эмиттерных повторителях. Анализ изменений основных параметров эмиттерного повторителя на составном транзисторе по формулам (2.15), (2.16) показывает, что он имеет более высокое входное и более низкое выходное сопротивление.

ставляет собой выходное сопротивление выходных каскадов ОУ, построенных на эмиттерных повторителях. Значения Явых= = 20-7-2000 Ом.

Второй каскад — несимметричный дифференциальный каскад на двух эмиттерных повторителях — выполнен на транзисторах Т^ Tj2. Связь между первым и вторым каскадами непосредственная.

Базовые элементы на эмиттерных повторителях. Электрическая схема элемента И—ИЛИ на эмиттерных повторителях (ЭПЛ) показана на 1.41. Схема содержит транзисторы р-п-р-типа TI—Т&, эмиттеры которых объеди*

В структурах типа ЗД могут быть реализованы следующие компоненты ИМС: горизонтальный р-л-р-транзи-стор, ПТШ с горизонтальным каналом, резисторы в п+-слое, резисторы в р-слое, резисторы в n-слое. Кроме этих традиционных компонентов в современных трех-диффузионных структурах БИС и СБИС формируются функционально-интегрированные элементы (см. § 3.4). Такие структуры используют для реализации элементов на эмиттерных повторителях СБИС. Изоляция отдельных компонентов в подобных структурах достигается за счет смещения в обратном направлении изолирующего р-п-перехода между изолирующей областью и подложкой. Для этого подложка подключена к самому низкому потенциалу схемы.

3.22. Структура базового элемента на эмиттерных повторителях

ные тем, что кремниевые транзисторы отпираются при напряжении база — эмиттер более 0,5 В (германиевые — примерно 0,3В). Вследствие этого в выходном сигнале искажаются участки малого уровня и моменты переходов через нулевые значения. Для устранения этих нелинейных искажений применяют более сложные схемы усилителей мощности, выполненные на основе операционных усилителей и мощных выходных каскадов, и охватывают весь усилитель очень глубокой отрицательной обратной связью, как это сделано в усилителе, схема которого приведена на 53, б. В этом усилителе выходной каскад выполнен на двух составных эмиттерных повторителях (схема Дарлингтона), состоящих из VT1 и VT2 (п.—р—n-транзисторы) и VT3 и VT4 (р—п—р-транзисторы) и стабилизирующих их режим эмиттерных резисторов RQ с сопротивлением в 1 Ом. Коэффициент усиления рассматриваемой схемы (и вместе с ним коэффициент нелинейных искажений) зависит от соотношения сопротивлений резисторов RoocJKz и обычно не превышает 5—10.

тора, каждый из которых имеет два дифференциальных усилительных каскада. Входы 2, 6 предназначены для подключения аналоговых сигналов, входы 3,5 — опорного напряжения (питание подается на входы 11,4). Выходы отдельных компараторов совмещаются на эмиттерных повторителях по логике ИМС. Для обоих компараторов применены один общий диод сдвига уровня и делитель смещения. В ИМС предусмотрены два входа (13, 9) стробирования и параллельные схемы цепей ограничения уровня насыщения выходного каскада (во вторых каскадах включены транзисторы Т ч, Тп для уменьшения размаха сигнала на базах транзисторов Т7 и Т[2 соответственно). Аналогом данного компаратора является ИМС К521СА1, нумерация выводов которой на 7.11 проставлена в скобках.

Схемотехнические разновидности ИМС компараторов обусловлены конкретными значениями их параметров и областью применения. Так, в ИМС К554САЗ для получения большого коэффициента усиления применено три усилительных каскада, а для достижения большого входного сопротивления входной каскад реализован на дифференциальных эмиттерных повторителях. Высокое быстродействие достигается реализацией компаратора на импульсных транзисторах с барьерами Шотки (К521СА4). Для ускорения срабатывания вводят положительную обратную связь с выхода второго каскада на вход первого (КМ597СА1).

логического процесса. Так называемые торцевые транзисторы типа р-п-р, как правило, имеют низкий (3 (несколько единиц) и плохие частотные свойства. Их применение оправдано только в эмиттерных повторителях, источниках тока и в качестве активной нагрузки, но не в качестве основных усилительных элементов. В гибридных ИМС вопрос качества р-и-р-транзисторов вообще не возникает, так как приборы навесные, но, по-видимому, из-за этого разнополярные транзисторы и не применяются: пайка разнотипных транзисторов неминуемо должна приводить к непредсказуемому проценту брака готовых изделий и снижению надежное™ ИМС.

Указанные недостатки в значительной мере устранены в сдвоенном компараторе 521СА1 (аналог цА711). Схема ИКН показана на 9.2. Так как речь идет о сдвоенном ИКН, состоящем из двух идентичных половинок, то ограничимся рассмотрением одной половинки (например, расположенной слева). Транзисторы TI и Т г образуют входной дифференциальный каскад, к выходам которого подключены входы каскада промежуточного усиления на транзисторах Тз и Т$, одновременно производящего (совместно с повторителем на Те) преобразование двухфазного сигнала в однофазный. Выходным каскадом служит повторитель напряжения на Tj со сдвигающим стабилитроном Дз. Выходы двух отдельных компараторов совмещаются на эмиттерных повторителях на TI и Т% по логике ИЛИ. По своей структуре входной промежуточный и выходной каскады этого ИКН ( 9.2) практически не отличаются от соответствующих каскадов компаратора 521СА2 (см. 9.1). Отличие этих компараторов связано с включением дополнительного транзистора (Гз или Т\§ на 9.2), ограничивающего степень насыщения транзистора Т$ или Тп на заданном уровне независимо от разброса коэффициента передачи тока базы pV При работе транзистора Т* в активной области транзистор Т5 остается в закрытом состоянии (что обеспечивается перепадом напряжения на резисторе RS от тока коллектора Т-^. Однако, когда ток коллектора транзистора Т2 уменьшается настолько, что ключевой транзистор Т4 заходит в область насыщения, транзистор TS отпирается. Тогда ток коллектора этого транзистора /К5, протекая через резистор R2, приводит к спаду потенциала базы и соответственно потенциала эмиттера транзистора Т$. С понижением потенциала эмиттера уменьшается ток базы ключевого транзистора Т$, 414

Одним из перспективных -направлений изготовления биполярных БИС является использование в mix в качестве основного вентиля схемы на эмиттерных повторителях (ЭПЛ). На основе этих схем разработана БИС, содержащая 5000 приборов на одном кристалле размером 5,6x5,85 мм.